車両用の乗員保護手段を駆動制御する制御装置および制御方法

专利摘要:
本発明は、車両用乗員保護手段を駆動制御する方法および制御装置に関する。ここで、少なくとも１つのスイッチングコンバータが電圧変換のために使用される。コントローラ回路が少なくとも１つのスイッチングコンバータのために設けられており、このスイッチングコンバータは集積回路上に配置されている。このコントローラ回路は、集積回路に対する少なくとも１つの物理的なパラメータに依存して熱負荷を求める。このような熱負荷に依存して、少なくとも１つのスイッチングコンバータの少なくとも１つの出力信号の立ち上がり時間および／または立ち下がり時間が変化される。
公开号:JP2011509209A
申请号:JP2010541041
申请日:2008-11-19
公开日:2011-03-24
发明作者:リスト カーステン；シューマッハー ハルトムート；ジーファース ファルコ；グシュヴィント−シリング ライナー；フュルスト ライナー
申请人:ローベルト ボツシユ ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツングＲｏｂｅｒｔ Ｂｏｓｃｈ Ｇｍｂｈ；
IPC主号:B60R21-017

专利说明:

[0001] 本発明は、独立請求項の上位概念に記載の車両用の乗員保護手段を駆動制御する制御装置および制御方法に関する。]
背景技術

[0002] ドイツ特許出願公開公報ＤＥ１０２００５０３１０８５Ａ１から、乗員保護用の制御装置においてスイッチングコンバータを設けることは既に公知である。このスイッチングコンバータがバッテリー電圧を超過する適切なエネルギー給電電圧までエネルギー蓄積部を充電し、ダウンコンバータは制御装置内で必要とされる電圧のためにエネルギー給電電圧を再びダウンコンバートする。これらのコンバータは、通常スイッチングコンバータとして構成されている。]
[0003] 発明の開示
それに対して、本発明における独立請求項の特徴部分に記載の車両用の乗員保護手段を駆動制御する制御装置および制御方法は、次のような利点を有している。すなわち、少なくとも１つのスイッチングコンバータの出力信号の立ち上がり時間ないし立ち下がり時間の制御による高い熱負荷によって、このスイッチングコンバータの電磁放射を低減できるという点である。それ故に、熱負荷と電磁放射との間でいわゆる補償バランスを実現することができる。従って、本発明による制御装置のＥＭＣが改善される。このことによって、車両内の無線放送受信装置の受信領域においてきわめて良好な結果が得られ、この種のスイッチングコンバータの電磁放射による無線放送受信の障害が低減される。この種の無線放送領域は、例えば８７．５ＭＨｚから１０８ＭＨｚの超短波（ＵＫＷ）領域である。]
[0004] 本発明の制御装置および本発明の方法によって、例えばいわゆるスナバ回路等のような静的な妨害防止手段によって生じる付加的なコストが回避される。また、このような静的な妨害防止手段には、一般的にスイッチングコンバータの効率を低下させるという別の欠点がある。]
[0005] ここで、制御装置とは、センサ信号に依存してエアバッグおよびシートベルトテンショナのような乗員保護手段と走行のダイナミクス制御装置または制動装置のようなアクティブな乗員保護手段とを駆動制御する電気装置である。駆動制御することとは、ここでは乗員保護手段をアクティブにすることである。]
[0006] スイッチングコンバータとは、チョークコイルのようなインダクタまたはトランスを使用して、損失例えばコイル等のオーム抵抗並びにスイッチングエレメント等の損失をわずかとしながら、入力電圧を高いまたは低い電圧レベルに変圧するコンバータであると理解されたい。出力電圧の平滑化は、一般にコンデンサ（電解コンデンサ）によって行われ、高い周波数成分のためにほとんど損失のないセラミックコンデンサによって行われる。この種のスイッチングコンバータは集積回路上に配置されており、この集積回路は例えばエアバッグ制御装置の多くの機能を備えているシステムモジュールである。スイッチングコンバータを、非常に小さな電力に対して、効率は悪いが純粋に容量的に構成することもできる（チャージポンプ）。]
[0007] 制御装置は、ハードウェアおよび／またはソフトウェアにより構成可能なコントローラ回路を備えている。このコントローラ回路は、スイッチングコンバータの場合にその熱負荷に依存して、必要であれば熱負荷と放射との間で補償バランスをとるために、コンバータの少なくとも１つの出力信号の立ち上がり時間または立ち下がり時間を変化させる。従属請求項から、コントローラ回路の構成が明らかである。]
[0008] 集積回路における物理的なパラメータについても、従属請求項に記載されている。]
[0009] 集積回路の熱負荷とは、例えば集積回路の温度であると理解されたい。]
[0010] 少なくとも１つの出力信号の立ち上がり時間または立ち下がり時間は、低い値から所望の高い値までないしはその逆で上昇ないし降下するのに信号が必要とする時間である。この立ち上がり時間または立ち下がり時間によって、熱負荷ないし放射の強さが定まる。この立ち上がり時間および／または立ち下がり時間が短いほど、熱負荷は小さくなるが、放射の周波数は高くなる。この立ち上がり時間および／または立ち下がり時間が長ければ、放射の周波数は低くなる。]
[0011] 従属請求項に記載された手段および実施形態によって、独立請求項に記載された車両用乗員保護手段を駆動制御する制御装置および制御方法を有利に改善することができる。]
[0012] 有利には、コントローラ回路が少なくとも部分的に集積回路上に配置されている。熱負荷を評価するコントローラ回路が集積回路上にすべて設けられている場合には、本発明による方法を集積回路上で完全に実施することができる。しかしながら、コントローラ回路の一部分を、集積回路の外部に配置することも可能であり、すなわち制御装置の他のコンポーネント例えばプロセッサ有利にはマイクロコントローラ内に配置することも可能であり、この場合には、例えばマイクロコントローラが物理的なパラメータを測定し、集積回路の熱負荷を求め、これに基づき、集積回路の熱負荷と放射特性のために最適化を実現するために、立ち上がり時間および立ち下がり時間の変化が定められる。]
[0013] 少なくとも１つのスイッチングコンバータは、プッシュ／プルゲートドライバ回路によって駆動制御される少なくとも１つのスイッチングトランジスタを備えている。プッシュ／プルゲートドライバ回路は、立ち上がり時間に対する第１の調整可能な電流源と、立ち下がり時間に対する第２の調整可能な電流源とを備えている。これらの電流源を、適応的につまり連続的に制御可能ないし調整可能に構成することができる。しかしながら、このために単純な複数のドライバトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ、量子化）を使用することができる。]
[0014] 有利には、物理的なパラメータは、少なくとも１つのスイッチングコンバータの入力電圧および／またはスイッチングコンバータ電流および／または集積回路の温度である。これらの物理的なパラメータは、集積回路の熱負荷を求めるために使用される。アップコンバータ（フライバックコンバータ）に関して、高い入力電圧の場合には低い入力電圧の場合よりわずかな熱負荷しか生じないということが判明した。スイッチングコンバータ電流の大きさによって熱負荷が求められ、温度はこの熱負荷を直接に示す。]
[0015] 低い入力電圧の場合には高い熱負荷が生じるということは、スイッチングコンバータがこのように低い入力電圧の場合効率が悪いということである。このことによって所定の出力負荷の場合、スイッチングトランジスタおよびスイッチングコンバータのコイルにおけるいっそう高いオーム抵抗による損失に起因して入力電圧が降下する場合に実質的に入力電流が増加するという結果となる。高い入力電圧のために、それによりコイルおよびスイッチングトランジスタの損失が低減されてコンバータの入力電流が低下することに起因して効率が改善され、集積回路の温度が低下する。例えばコンバータの入力電圧が５Ｖから１０Ｖに増倍されると、それに従いコンバータの入力電流が５０％以下に低減されると効率は約９０％に高まる。本発明によれば、制御装置は最悪のケースに合わせて熱的に考慮して構成されていることから、熱負荷が予期されるより相応にわずかな場合には、効率を犠牲にしても少なくとも１つのスイッチングコンバータの放射を低減するよう、反対に高い熱負荷となるようにしている。このことは、このようなスイッチングコンバータが使用者にとって最適であるということを示している。]
[0016] 本発明の実施例を以下の明細書内で図面に基づき詳細に説明する。]
図面の簡単な説明

[0017] 本発明による制御装置のブロック回路図
集積回路としてのシステムモジュールのブロック回路図
電流と時間の関係を示すダイアグラム
集積回路としてのシステムモジュールとそれに接続されているコンポーネントとが含まれている別のブロック図
本発明の方法のフローチャートを示した図]
[0018] 図１には、本発明による制御装置ＳＧのブロック図が示されており、ここには本発明にとって重要なコンポーネントしか示されていない。一方、制御装置の作動には必要であるが本発明を理解するには不必要なその他のコンポーネントはわかりやすくするために省略されている。制御装置ＳＧは、例えば金属製および／またはプラスチック製のケーシングを備えており、主なコンポーネントとしてマイクロコントローラμＣと、集積回路として構成されているシステムモジュールＳＡとを有している。このようなシステムモジュールＳＡを複数設けることもできる。このシステムモジュールＳＡは、制御装置の多数の機能を実施できるように構成されている。それらの機能とは、エネルギーの給電であり、あるいは外部のセンサへのインターフェースでもあるし、さらには例えばマイクロコントローラと同様にセンサ信号をパラレルに評価するセーフティーコントローラと点火回路とに対する電気的に制御可能なパワースイッチである。上述のセーフティーコントローラによって、センサ信号に対して評価を行う別個のハードウェアパスを設けることができる。マイクロコントローラμＣおよびシステムモジュールＳＡは例えば、いわゆるＳＰＩバス（シリアル・ペリフェラル・インターフェース）を介してデータ交換のために相互に接続されている。また、システムモジュールは例えば、マイクロコントローラμＣを監視するためにウォッチドッグ機能も有している。] 図１
[0019] システムモジュールＳＡには、バッテリー電圧Ｕｂａｔが接続され、さらに切り換えセンサ装置ＵＳが接続されている。システムモジュールＳＡはバッテリー電圧Ｕｂａｔを制御装置ＳＧに給電し、その際、システムモジュールＳＡは制御装置に必要とされるレベルに電圧を変換する。そのためにスイッチングコンバータが使用される。さらに、システムモジュールによって、図示されていないエネルギー蓄積部、通常１つまたは複数の電解コンデンサがこのエネルギー蓄積部の電圧まで充電される。このためにも、スイッチングコンバータはいわゆるプリチャージ回路と共に使用される。システムモジュールＳＡに集積されている点火回路を介して、ここで例示される点火エレメントＺＥが、例えばエアバッグのために通電され、点火される。ここではわかりやすくするため１つの点火回路しか示さないが、通常、複数の点火回路がシステムモジュールＳＡと接続されている。]
[0020] システムモジュールＳＡの温度は、負荷が加わったときにその効率に対する指標である。システムモジュールＳＡのコンバータ領域におけるスイッチング時間が速いことによって直接的な電磁放射が引き起こされる可能性もあるし、他の回路ブロックとスイッチングコンバータブロックとの結合を介して（例えば不可避のサブストレート結合によって）、点火回路とセンサ線路のようなケーブルハーネスとシステムモジュールＳＡの回路ブロックとの接続に起因する放射が、相応のアンテナ作用によって引き起こされる。本発明によれば、システムモジュールＳＡの実際の熱負荷は、コントローラ回路によって求められ、最大の熱負荷と比較して、どの程度実際の熱負荷をさらに高めることができるか求められる。このようにして、システムモジュールＳＡの放射特性を改善することができる。この効果は、スイッチングコンバータの１つまたは複数のスイッチングトランジスタの立ち上がり時間および立ち下がり時間に左右される。]
[0021] これに関して図２には、システムモジュールＳＡを簡単化して表したブロック図が示されている。コントローラ回路Ｂには、バッテリー電圧から導出されスイッチングコンバータに加わる電圧ＶＺＰとスイッチングコンバータ電流Ｉとチップ温度Ｔとが加わる。熱負荷を求めるために、これらの値のうちただ１つまたは２つをコントローラ回路Ｂが用いることが可能である。マイクロコントローラμＣは、このタスクの一部または全てのタスクを引き継ぐことができ、そのためにコントローラ回路Ｂと接続されており、ひいてはこのコントローラ回路の一部を成している。] 図２
[0022] コントローラ回路Ｂが、集積回路としてのシステムモジュールＳＡの熱負荷が最大の熱負荷までまだ余裕があるということを確認すると、コントローラ回路ＢはスイッチングコンバータＳＷに指示し、放射が低減されひいてはＥＭＣ特性が改善されるように実際の熱負荷を制御する。このことは、スイッチングコンバータ内のスイッチングトランジスタのエッジの立ち上がり時間および立ち下がり時間の制御により行われる。]
[0023] 図３は、電流と時間の関係を示すダイアグラムである。このダイアグラムに電流パルスが示されており、電流パルスは、スイッチングコンバータのスイッチングトランジスタによって発生し、このスイッチングコンバータを通って流れる。この電流パルスは、立ち上がり時間ｔａｎおよび立ち下がり時間ｔａｂを有する。これらの時間の長さによって、熱負荷およびスイッチングコンバータの放射特性が実質的に定まる。これらの時間が短いほど熱負荷がわずかになるが、放射の周波数および直接放射の大きさないし構造上の結合が益々高まり、結合作用は周波数と共に強くなる。（容量性カップリング例えばＡＳＩＣ基板等）。逆に、立ち上がり時間および立ち下がり時間が長い場合には、放射が低減されるが、それに対して、熱負荷が高まる。本発明によって最適点が求められる。] 図３
[0024] 図４には、スイッチングコンバータについて、集積回路としての本発明によるシステムモジュールとそれに接続されているコンポーネントとが含まれているブロック回路図が示されている。ここでは、システムモジュールＳＡは、エネルギー蓄積部をほぼバッテリー電圧レベルＶＺＰまで充電するプリチャージ回路ＰＣを備えている。このプリチャージ回路ＰＣは、ここでは電流源のような機能を果たしている。バッテリー電圧まで充電された後、プリチャージ回路ＰＣは規定された導通抵抗Ｒｄｓｏｎを備えたスイッチとしての機能をする、すなわち、プリチャージ回路ＰＣのトランジスタＴ３は常に導通接続されている。ここで、プリチャージ回路ＰＣはシャント抵抗として使用される直列抵抗ＲＳ３を有している。プリチャージ回路ＰＣの駆動制御回路４０は、エネルギー蓄積部ＥＲで測定されるエネルギー蓄積電圧ＶＥＲに依存してトランジスタＴ３を動作させる。充電動作中、プリチャージ回路ＰＣはその制御回路４０を介してスイッチングコンバータＳＷをオフ状態にしている。充電が終わると、スイッチングコンバータはプリチャージ回路ＰＣとその制御回路４０とによって再びオン状態になる。] 図４
[0025] プリチャージ回路の制御回路４０ないし駆動制御回路４０は、電圧ＶＥＲのような入力信号を処理するために処理回路または適切なソフトウェアを備えており、ここで処理回路をアナログおよび／またはデジタルで構成することができる。トランジスタＴ３を駆動制御するため、および別の信号を出力するために、適切なドライバ回路が設けられている。同様な形態の構成が、全ての制御回路ないし駆動制御回路に使用される。]
[0026] 制御回路４０が電流Ｉ３＿ＣＴＬを介してトランジスタＴ３を制御する一方、電流Ｉ３＿Ｓは必要が生じれば電流Ｉ３を調整するためにシャント抵抗ＲＳ３で測定される。バッテリー電圧ＶＺＰはダイオードＤ２を介して逆極性に対して保護されており、バッテリー電圧部ＵＢは、過電圧に対する保護のために設けられているバリスタＶ１を介してアースに接続されている。]
[0027] プリチャージ回路ＰＣは、トランジスタＴ３および出力側ＶＰＣ／Ｌ１Ｌを介してスイッチングコンバータＳＷのインダクタＬ１と接続されている。これによって、プリチャージ回路ＰＣの充電電流Ｉ３はこのインダクタＬ１とシステムモジュールＳＡの入力側Ｌ１Ｈと別のダイオードＤ１とを介してエネルギー蓄積部ＥＲへ流れる。これがスイッチングコンバータ電流である。]
[0028] スイッチングコンバータ制御回路４１は、同様に入力パラメータとしてこの実施例ではエネルギー蓄積電圧ＶＥＲを有している。スイッチングアップコンバータＳＷは、ここでは固定周波数コンバータとして構成されている。この周波数は発振器４１から発生させられ、ＰＷＭ（パルス幅変調器）がアップコンバータトランジスタＴ２のスイッチング時点を定めている。アップコンバータトランジスタＴ２を駆動制御するために、２つの調整可能な電流源から成るプッシュプルゲートドライバＧＴｆ、ＧＴｒが設けられている。入力側Ｌ１Ｈでの電圧立ち下がりエッジに係わる電流には参照符号ＧＴｆが付され、この電流は調整可能な電流レベルＩｆを有している。入力側Ｌ１Ｈでの電圧立ち上がりエッジに係わる電流には参照符号ＧＴｒが付され、この電流は調整可能な電流レベルＩｒを有している。]
[0029] トランジスタは、シャント抵抗ＲＳ２を介してアースと接続されており、ダイオードＤ１を介してエネルギー蓄積部ＥＲと、並びに入力側Ｌ１Ｈを介してインダクタＬ１と接続されている。電流Ｉ２はアースに流れ、インダクタＬ１を充電するために使用される。]
[0030] 電流源ＧＴｆは電位ＶＴｒとトランジスタＴ２のゲートとの間で接続され、電流源ＧＴｒはゲートとアースとの間で接続されている。電流源ＧＴｆ、ＧＴｒの駆動制御は、駆動制御回路４１により信号Ｔ２＿ＣＴＬによって行われる。電圧ＶＴｒはシステムＡＳＩＣ内部の電圧（ここで有利には３．３Ｖ）であり、システムが始動する時に例えば簡単なツェナーダイオードの安定化によってシステムＡＳＩＣにおける給電電圧ＶＺＰから直接形成され、または、システムが立ち上がる時に別の調整器によってエネルギー蓄積電圧ＶＥＲおよび／または給電電圧ＶＺＲから形成されるアナログおよびデジタル電圧から形成される。]
[0031] 大電流Ｉｆが選択されると、トランジスタＴ２例えばＭＯＳＦＥＴトランジスタのゲートの電圧は高速で上昇させられ、トランジスタＴ２のスイッチング速度が上昇する。立ち下がりエッジの場合には入力側Ｌ１Ｈで高い−ｄＵ（電位差）／ｄｔであるために、入力側Ｌ１Ｈの電圧は高速で降下する。]
[0032] 大電流Ｉｒが選択されると、トランジスタＴ２のゲートの電圧は高速で低下させられ、トランジスタＴ２のスイッチング速度が上昇する。入力側Ｌ１Ｈの電圧は高速で上昇する、すなわち、立ち上がりエッジの場合には入力側Ｌ１Ｈで高いｄＵ／ｄｔである。]
[0033] 次に、図４に示した本発明の有利な実施形態について説明する。] 図４
[0034] 電流Ｉｆの設定はＩｆ＿ｓｅｔによって行われ、電流Ｉｒの設定はＩｒ＿ｓｅｔによって行われる。回路ブロック４２では、アップコンバータトランジスタＴ２の適正なスイッチング速度制御が行われる。コンバータ入力電圧ＶＺＰを測定するだけで、すでに効果的に適正化することができる。高いコンバータ入力電圧ＶＺＰによって、結果として有害な放射を引き起こすおそれのある速すぎる電圧エッジが入力側Ｌ１Ｈで生じないように、ＩｆないしＩｒの電流値が低下する。不可避のサブストレート結合を介したスイッチングコンバータブロックとその他の回路ブロックとの結合に関して、例えばこのようなシステムＡＳＩＣ（ＳＡ）の場合には放射が生じてしまう。このサブストレート結合では点火回路とセンサ線路のような回路ブロックとケーブルハーネスとの直接接続に起因してアンテナそのものが生じるものである。低いコンバータ入力電圧ＶＺＰによってＩｆないしＩｒの電流値がいっそう上昇し、これによって、システムモジュールＳＡの上昇する熱負荷が入力電圧ＶＺＰが低くなるにつれて軽減される。]
[0035] オプションとして、検出されるコンバータ電流Ｉ３に関して適正化することができる。大きなコンバータ電流によって、集積回路の更なる加熱に対抗するために大きなＩｆ電流ないしＩｒ電流が流される。それ故に、トランジスタＴ２の高速で損失低減されるスイッチングが行われる。]
[0036] 独立した手段としてのＶＺＰによる電圧適正化の殊に効果的な手段は、集積回路ＳＡの温度を評価することである。電圧ＶＺＰのアップコンバータの効率に依存することだけによって求められる入力電圧ＶＺＰを介しての制御に対して、集積回路ＳＡの温度を評価するという手段は、集積回路の他のブロックによって生じる加熱をいっしょに考慮することができる。他の回路ブロックによるこのような更なる加熱が、スイッチングコンバータの入力電圧を介した単純な制御の場合に想定されるような最悪の事態でなければ、静的でありコストがかかり当初からコンバータを悪化させる外部のフィルタ手段を使用することなく、ｐｐｍ領域（１００万分の１）におけるわずかな例外を除いて放射ひいてはスイッチングコンバータの妨害を無線放送の作動等のためにほとんど回避することができる。]
[0037] アップコンバータトランジスタＴ２の適正なスイッチング速度制御を、制御ブロック４３を介してマイクロコントローラμＣによってもデジタルで適正化できる。マイクロコントローラ自身が例えばＡＤコンバータを介して入力電圧ＶＺＰを測定し、スイッチングコンバータへの入力電圧ＶＺＰの影響に依存して、ここで立ち上がり時間および立ち下がり時間を選択することができる。]
[0038] 集積回路の温度にはここではＴｊが付されている。マイクロコントローラによる駆動制御は最も簡単には閾値の検査であり、例えば、ＶＺＰ＜ＶＺＰ限界ないしＵＢ＜ＵＢ限界である場合、電流ＩｆおよびＩｒを高めるという指示が行われる。しかしながら、ＶＺＰ≧ＶＺＰ限界ないしＵＢ≧ＵＢ限界である場合には、電流は予め定めた値にとどまる。立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジのために種々の値を設けることができる。上述したように、この方法をダウンコンバータの場合にも使用することができる。このようなコンバータは、コイルと直列に線路分岐においてスイッチングトランジスタを備えている。この方法を同期式のアップスイッチングコンバータおよびダウンスイッチングコンバータにも適用することができる。これらのコンバータは、フリーホイールダイオード例えば図４のＤ１を同期してスイッチングされるトランジスタＴ１で代替する。この場合、両方のトランジスタのスイッチング速度を相応に適正化できる。] 図４
[0039] 図５には、本発明による方法のフローチャートが示されている。ステップ５００において、集積回路の物理的なパラメータが検出される。この種の物理的なパラメータには、入力電圧ＶＺＰ、スイッチングコンバータ電流並びに集積回路の温度が含まれる。この温度を、集積回路上で、例えば定電流下でのダイオードの温度依存性、温度に依存する抵抗等を介して温度センサによって求めることができる。] 図５
[0040] コントローラ回路４２，４３は、これらのパラメータのうち少なくとも１つを用いて熱負荷を求める。このようにして求められた熱負荷は、ステップ５０２において限界負荷と比較される。限界負荷が実際の熱負荷より高いことが求められると、ステップ５０３において立ち上がり時間および立ち下がり時間の制御によって放射を低減させることができる。このことが該当しない場合には、ステップ５０４において、急峻なエッジを選択することで熱的要求を下げることができるか否か検査される。このことを行うことができるのは、放射がまだ多すぎない場合である。熱的要求はステップ５０５において下げられる。しかしながらこのことにも該当しない場合には、ステップ５０６において本発明による方法が終了させられる。]

权利要求:

請求項1
電圧変換するために少なくとも１つのスイッチングコンバータ（ＳＷ）を用いた車両用乗員保護手段を駆動制御する制御装置（ＳＧ）において、少なくとも１つの前記スイッチングコンバータ（ＳＷ）は、集積回路（ＳＡ）上に配置されており、前記制御装置（ＳＧ）は、少なくとも１つの前記スイッチングコンバータ（ＳＷ）のためにコントローラ回路（４２，４３）を備えており、前記コントローラ回路（４２，４３）は、前記集積回路（ＳＡ）における少なくとも１つの物理的なパラメータに依存して該集積回路の熱負荷を求め、該熱負荷に依存して、前記スイッチングコンバータ（ＳＷ）の少なくとも１つの出力信号の立ち上がり時間および／または立ち下がり時間が変化されることを特徴とする、車両用乗員保護手段を駆動制御する制御装置。
請求項2
前記コントローラ回路は、少なくとも部分的に前記集積回路（ＳＡ）上に配置されている、請求項１記載の制御装置。
請求項3
前記制御装置（ＳＧ）におけるプロセッサ（μＣ）が、前記コントローラ回路の少なくとも一部分である、請求項１または２記載の制御装置。
請求項4
少なくとも１つの前記スイッチングコンバータ（ＳＷ）は、プッシュプルゲートドライバ回路によって駆動制御される少なくとも１つのスイッチングトランジスタ（Ｔ２）を備えており、前記プッシュプルゲートドライバ回路は、スイッチングトランジスタ電圧の立ち下がり時間に対する第１の調整可能な電流源（ＧＴｆ）と、スイッチングトランジスタ電圧の立ち上がり時間に対する第２の駆動制御可能な電流源（ＧＴｒ）とを備えている、請求項１から３のいずれか１項記載の制御装置。
請求項5
少なくとも１つの前記スイッチングコンバータ（ＳＷ）は、プッシュプルゲートドライバ回路によって駆動制御される少なくとも１つのスイッチングトランジスタ（Ｔ２）を備えており、前記プッシュプルゲートドライバ回路は、ドレイン−ソース間またはコレクタ−エミッタ間のスイッチングトランジスタ電圧の立ち下がり時間に対する量子化（quantisiert）プッシュトランジスタと、ドレイン−ソース間またはコレクタ−エミッタ間のスイッチングトランジスタ電圧の立ち上がり時間に対する量子化プルトランジスタとを備えている、請求項１から３のいずれか１項記載の制御装置。
請求項6
少なくとも１つの前記物理的なパラメータは、少なくとも１つの前記スイッチングコンバータ（ＳＷ）の入力電圧（ＶＺＰ）および／またはスイッチングコンバータ電流（Ｉ３）および／または前記集積回路（ＳＡ）の温度（ＴＪ）である、請求項１から５のいずれか１項記載の制御装置。
請求項7
少なくとも１つのスイッチングコンバータ（ＳＷ）が電圧変換のために使用される、車両用乗員保護手段の駆動制御方法において、コントローラ回路（４２，４３）が、集積回路上に配置されている少なくとも１つの前記スイッチングコンバータ（ＳＷ）のために制御装置（ＳＧ）において使用され、前記コントローラ回路（４２，４３）は、少なくとも１つの物理的なパラメータに依存して前記集積回路（ＳＡ）の熱負荷を求め、該熱負荷に依存して、少なくとも１つの前記スイッチングコンバータ（ＳＷ）の少なくとも１つの出力信号の立ち上がり時間および／または立ち下がり時間が変化されることを特徴とする、車両用乗員保護手段の駆動制御方法。
請求項8
少なくとも１つの前記物理的なパラメータとして、少なくとも１つの前記スイッチングコンバータ（ＳＷ）の入力電圧（ＶＺＰ）および／またはスイッチングコンバータ電流（Ｉ３）および／または前記集積回路（ＳＡ）の温度（ＴＪ）が使用される、請求項７記載の方法。